光に有害、または自動車のバッテリーの充電を維持する方法

低電圧電源回路管理の分野での自転車建設に関する一連の記事を続けます。 今回は、さまざまな二次消費者による自動車のバッテリーの深放電を防ぐデバイスについてお話します。





制御されていない放電の結果の1つ。



最初の車やオートバイを購入することは、すべての人、特にエンジニアの人生における重要なマイルストーンです。 結局のところ、彼の新しい鉄の馬の明らかな利点に加えて、誰がすぐにその非明白な欠点に注意を払うのでしょうか？ 誰がすぐに規格の改善や追加について考え始めますか？ もちろん、これが上位セグメントの車であり、「ファッショナブルな」ブランドであっても、最初は絶対にすべてを備えているように見えるかもしれません。 しかし、この場合、実践が示すように、時間は第一印象に反論します。 エコノミークラスの車を購入すると、最初の日に文字通り手がかゆみ始めます！



車にさまざまな補助電子機器を「詰め込む」ことを最大限に望みます。 しかし、これらすべての計画の実施後すぐに、人生は車の所有者に厳しい現実に直面します。 最新のエレメンタルベースで構築された最新のデバイスでさえ、依然として電力を非常に熱望していることがわかりました。 そして、非常に大きいと思われる自動車用バッテリーは原子炉ではなく、数日のうちに無害に見えるこれらすべての消費者の重みで簡単に「座る」ことができます。



さらに抽象的で仮説的な状況に流れ込まないために、私は私の話に直行します。 車を購入した後、最初はレジストラを乗せたいという欲求でした。 これは最短時間内で行われ、AliExpressからの小包の配送速度によってほぼ完全に決定されました。 シガーライターからの通常の電源供給は非常に不便であり、レコーダーは12 / 5Vパルスコンバーターを介してオンボードネットワークの最も近いラインにすばやく固定接続されたことは明らかです。 そして以来 昨日ではなく、控えめに言っても、このコンバーターは最新のものではなく、独自のニーズのため、後で判明したように、21 mAの電流を消費していました。 次に、このコンバーターだけで、容量が60 Ahの新しい完全に充電されたバッテリーにどれだけの電力を供給できるかを推定します。 算術演算は非常に単純で、残念です。









そのため、4か月もたたないうちに、何も搭載されていないコンバーターがバッテリーを文字通り「ゼロまで」着陸させます。 完全に新鮮ではないバッテリーが未亡人であることが簡単に判明し、都市ポカトシキ後の充電が100％にはほど遠いことを考慮すると、雨の日は1ヶ月以内にフックで簡単に始まります。



繰り返しになりますが、電圧コンバータのみです。 はい、今日は必要に応じてわずか0.5ミリアンペアのコンバーターを購入できますが、この例は、 水が石をいかにゆっくりと自信を持って削り、些細でありながら絶えず作用するかを示すために、消費者が非常に大きいと思われるものからエネルギーを引き出すことを示していますバッテリー。



さらに進むと、FHD @ 30fps記録モードのレコーダーは+ 5vソースから約300 mAを消費します。これは、効率を考慮した変換後、オンボードネットワークから約150 mAの電流を供給します。 コンバーターが最新のものに置き換えられ、この電流のみで放電時間を計算するとします。









わずか2週間以上ですが、実際には10日間です。 現在、次の休暇や出張の後、照明（および場合によってはバッテリーの交換）の見通しが迫っています。



そして、それは私に起こりました：私が短い強制休暇に行ったとき、私は一週間かそこらでさえ中央の錠でさえ私のためにドアを開けることができないとは思いませんでした。



多くの人は、それは自分のせいで、すべての電源を切るか、少なくとも録音を停止する必要があり、正しいと言うでしょう。 しかし、人生は人生であり、記憶は同じではなく、些細な病気の休暇がいつまで続くかは、常に前もって知ることができません。 したがって、サーキットブレーカーのアイデアがすぐに生まれました。



もちろん、外出先でのみ動作するようにイグニッションスイッチからレコーダーに電力を供給するオプションがありますが、このオプションもあまりありません。 車が駐車場でぶつかった場合、犯人を見る機会が欲しいです。 さらに、レコーダーを取り付けてからしばらくして、隠されたGPSトラッカーを含むいくつかのデバイスが車内に不足していました。このトラッカーは、少なくとも「ほとんどすべて」が存在するポイントまで機能します。



一般に、数週間の受動的反射で、オンボードネットワークの電圧を制御するデバイスのアイデアが完成し、これらのデータに基づいて、2次グループ（レコーダー、USBソケット）と基本（GPSトラッカーおよびいくつかの何）。

これはどのように行うことができます

デバイスの最初の仮想プロトタイプは、LM393Nアナログコンパレータに基づいて「構築」され、最初にデバイスから受信する予定だったすべてのものに対応できました。 抽象スキームはこのようなものでした。









ここでは、2つのコンパレータが負荷の切り替えに使用されます。 共通の基準電圧発生器、動作のしきい値を決定する2つの分周器、ストラッピングコンパレータ、2つの電源スイッチ。 完成したデバイスの外部バインディングは次のように計画されています。









プライマリキーはセカンダリキーよりも長くオンのままであるため、降圧コンバータ自体に電源が供給されます。 一次負荷はコンバータに直接接続されています。 二次スイッチは、インバーター出力で+ 5v回路にすでにある二次負荷を整流します。

最後に出てきたもの

必要なのはそれだけであるように見えますが、よくあることですが、詳細を考えると、代替実装のアイデアが現れました。 まず、アナログ回路にはコンパレータ動作モードを提供するまともなディスクリート要素が含まれており、次に、シャットダウン抵抗がトリミング抵抗を使用して設定されているため、セットアップが複雑になり、揺れや時間から逃れる可能性があります。 したがって、最終的には、デジタル実装に専念することが決定されました。これは、制御アルゴリズムを改善するための膨大な機会を開きながら、概略的およびセットアップの両方ではるかに簡単であることが判明しました。そして、このコンテキストでは、最も重要なことは、電流消費の点で桁違いに経済的であることが判明しました



ATtiny13Aコントローラーは、デバイスの心臓部を単に要求しました。これは、使いやすさと安さに加えて、昔ながらの温かくて暖かいチューブDIPケースでまだ利用可能です。 当初、入力/出力の数からプログラムとRAMの量に至るまで、このような小さなコントローラーの機能でさえ、すべての面で冗長であるように見えましたが、ご存知のように、食欲には食事が伴います。 その結果、将来を見据えて、このケースの最終版は超小型回路のすべての結論であることが判明し、空きプログラムメモリは2ダース以下でした。



オンボードネットワークの電圧を測定するために、マイクロコントローラーはADCにリンクされた1つの入力のみを必要としました。 さらに2つの論理的な出力は、消費者を管理することでした。 まず、「デジタル」への最終的な精神的移行の後、2つの無料のGPIOをビジネスに適合させたいという要望があり、決定は間もなく行われました。 再び寒さの中で、スターターがひどく隠された裂け目でエンジンを回したとき、回路とアルゴリズムに温度センサーが存在することは非常に有用であると思われました。 その結果、2番目のADCを使用して温度を測定しました。 そして、サーミスタが必要なときにだけ電流を消費するために、最後の残りの論理出力から電力を供給することが決定されました。



その結果、デバイス図はそのような最終的なフォームを取得しました。





ここでは、最小限の詳細が表示されますが、その中には「ねじれ」の対象となるものは何もありません。 要点について簡単に説明しましょう。



電源の場合、コントローラには1.8〜5.5 Vの安定した電圧が必要です。つまり、回路内にオンボードネットワークの電圧を必要なレベルまで低下させる安定器が必要です。 省エネの観点からは、排他的にパルス降圧コンバータの場所があるように見えるかもしれませんが、これは一見しただけです。 事実、ATtiny13Aは、最もエネルギー集約型の動作モード（周波数8 MHz、アクティブコード実行）でも6 mA以下しか消費しません。 この方式では、コントローラーは99％の時間でディープスリープモードにあり、1.2 MHzの周波数で動作するため、平均消費電力は約15μA未満になります。 さらに、制御トランジスタのベース電流に約80 µA（両方の負荷がオンの場合）。 さて、ほんの一瞬、サーミスタの電力が作動し、平均電流に約25マイクロアンペアが追加されます。 そして、「消費電力が120 µA以下の負荷のためにパルスコンバータをブロックすることは価値がありますか？」という質問への回答です。 そして、アナログ測定を扱っていると考えると、間違いなく価値がありません。 そのため、一般的な78L05の機能的アナログであるLP2950リニアスタビライザーが使用されましたが、はるかに経済的です。 このコンバータは、出力で最大100 mAの電流を供給できますが、愛する人の消費電流は75 µA以下です。



オンボードネットワークの分圧器は、ツェナーダイオードとコンデンサで保護されており、最大15 Vの電圧を測定できます。

私は今、そのような決定のために批判の波が私を襲うことを知っていますが、私たちは客観的です。 第一に、私は衛星を開発していません。第二に、災害につながるような単一の要因はありません。 ショルダー抵抗が高く、ツェナーダイオードは、最も悲観的なシナリオでも、ディバイダーを流れる電流よりもはるかに大きな電流を迂回させることができます。 高周波パルスから、ツェナーダイオードの速度が十分でない場合、コンデンサC2が保護します（抵抗R7を使用すると、カットオフ周波数がわずか7 Hzのローパスフィルターが作成されます）。 D1とR6は、スキームが互いに落ちないことをある程度保証します。 そして、直線性を忘れてはなりません。そのような場所でのガルバニック絶縁の方法は、量の理論計算を完全に非現実的にします。少なくともプロトタイプを較正する必要がありますが、それは必要ありません。

分周器の出力インピーダンスは、ADC信号源に推奨される10 kOhmの10倍ですが、コンデンサC2のおかげで測定上の問題はありません。

一般に、データシートによると、AVRコントローラーのADC回路の入力インピーダンスは、少なくとも100MΩと宣言されています。 ただし、それにもかかわらず、同じデータシートでは、最大10 kOhmの内部抵抗を持つソースの使用を推奨しています。 なぜそう ポイントは、このADC自体の動作原理です。 コンバーターは逐次近似の原理で動作し、その入力回路は抵抗とコンデンサーからのローパスフィルターです。 10ビットのサンプルを取得することは反復的であり、測定時間全体でコンデンサを測定電圧まで充電する必要があります。 ソースの出力インピーダンスが大きすぎる場合、コンデンサは変換プロセス中に直接充電され続け、結果は不正確になります。 私たちの場合、静電容量C2はADCフィルターの容量の7000倍以上です。つまり、測定時にスイッチがオンになっているときにこれらのコンデンサー間で電荷が再分配されると、入力電圧は1/7000以下、つまり7倍減少します10ビットADCの究極の精度よりも低い。 確かに、このトリックは、間に大きな休止がある単一の測定に対してのみ機能することを念頭に置く必要があります。そのため、結果を平均して複数の連続測定のサイクルを追加して制御プログラムを「改善」しないでください。

制御された電源の存在によるサーミスタを備えた分周器は、推奨定格を使用して構築されます。 NTCLE100E3はセンサーとして使用されますが、制限はありません。ほぼ同じ定格のサーミスターを使用できます。主なことは、ソースコード定数の特性に対応する修正を行い、分圧器の電圧が正しい温度値に変換されるようにすることです。



制御キーとして、許容可能なオープンチャネル抵抗と少なくとも30ボルトの最大ドレイン-ソース電圧を持つ任意のタイプのパワーPチャネルMOSFETが使用されます。 上記の回路は異なるトランジスタを使用しています。 これは、異なる電圧を切り替える必要があり、それぞれのタイプが特定の作業条件に合わせて選択されているためです。 上部のトランジスタはより高電圧である必要があり、可能であれば下部のトランジスタのオープンチャネル抵抗を最小にする必要があります。 ただし、この決定は、デバイススイッチング回路（上記参照）によって決定されます。別の要素を含めると、下側のトランジスタの要件は異なる場合があります。



電源スイッチを制御するために、一対の同一のバイポーラトランジスタが使用されます。 最初は、これらのトランジスタは不要に見えるかもしれませんが、ここではそれほど単純ではありません。 絶縁ゲートを備えた電界効果トランジスタは、ゲートに必要な極性の電圧からではなく、特定のしきい値レベルに達した後にのみ開き始めます。これは、データシートに「ゲート-ソース間しきい値電圧」という名前で表示され、通常は2..4 Vです。ただ数えます。 コントローラーの出力回路は、2つの論理レベルを形成できます。電圧がゼロになる傾向がある論理「0」。 電圧が供給される傾向がある論理「1」。 5ボルトで駆動する場合、これらはそれぞれ約0および5 Vの電圧になります。 その結果、12ボルトのソースを切り替えると、ゲートの論理「0」がソース-ゲート12-0 = 12ボルトの電圧差を作成し、パワートランジスタが開きます。 すべて正常であるように見えますが、5 Vの電圧を持つ論理「1」は、ソースとゲート間に12-5 = 7ボルトの電圧を生成し、パワートランジスタはまだ開いたままです。 したがって、5ボルトの制御信号はキーを制御できず、7..9ボルトを超える電圧を整流します。 したがって、制御バイポーラトランジスタは、実際には、制御電圧を5ボルトからオンボードネットワークの電圧に上げる増幅器ほど信号キーでは機能しません。



各制御トランジスタのベース回路の抵抗は、コントローラ出力の電流を制御するのに十分なレベルに制限するだけです。 回路の動作に影響を与えることなく、定格を2〜3倍に減らすことができます。

制御トランジスタがLM393Nに基づくアナログ回路にないことは簡単にわかります。 問題は、選択されたコンパレータの出力段がオープンコレクタ回路に従って構築されていることです。つまり、その出力は単にターミナルトランジスタコレクタの出力です。 このような構成原理では、出力段の負荷を生成するために超小型回路に追加の詳細を掛ける必要がありますが、一方で、超小型回路は非常に柔軟になります。 コンパレータは、オープンコレクタにより、コンパレータ自体に電力を供給する電源と互換性があるだけでなく、許容可能な電流源を制御できます。

パワーMOSFETのしきい値電圧を制限することは、前述のように高電圧だけでなく、低電圧にも有効であると言わなければなりません。 結局、トランジスタの最小開放電圧がたとえば4ボルトである場合、3.3 Vソースを切り替えると、ゲートをグランドに接続しても、ソースとゲートの間に所望の電圧差が生じず、トランジスタは閉じたままになります。 したがって、5ボルトは、おそらく、選択したトランジスタによって確実に切り替えることができる最小電圧です。

カスタマイズ

デバイスのセットアップは、個別の会話です。 一方では、回路内に単一のチューニング要素はありませんが、他方では、0.1 Vを下回らない精度で電圧を測定します。 2つの方法があります。 1つ目は、許容誤差が少なくとも1％（またはより良い0.1％）の抵抗R6、R7、およびR8を使用することです。 2つ目は、従来の抵抗器を使用して、実際の抵抗値を測定し、プログラムのソースコードの係数を修正することです。



最初の方法は大量生産には適していますが、必要な高精度値の検索に煩わされないほうがはるかに魅力的です。そのため、2番目の方法に進みましょう。 抵抗は通常のマルチメーターで測定できますが、ここでの精度は十分です。 もう1つの測定対象は、回路に供給する安定器の電圧です。 コントローラのADCはさまざまなモードで動作できますが、いくつかの理由により、デジタル変換結果が電源電圧に対してカウントされるものを使用する方が便利です。 そのため、可能な限り正確に知ることが重要です。



計算は非常に簡単で、抵抗分割器の分割係数と、アナログからデジタルへの変換中のLSBでの結果の変換の割合を計算することから成ります。









Uxは分圧器の入力電圧です。

Ruは、Uxが供給される分周器の上腕の抵抗です。

Rdは、（グランドに接続された）ディバイダーの下アームの抵抗です。

Uref-ADCの基準電圧（コントローラーの供給電圧）;

1024-10ビットADCの出力での離散値の数。

LSBは、プログラムがADCから取得した数値です。



分圧器R6-R7から始めましょう。 たとえば、図に示されているものと完全に一致する実際の抵抗を採用します。 また、正確に5.0 Vの電力を使用します：電圧13.5ボルトの変換結果を計算する例：









初期値の測定が適切に行われていれば、結果は、フルスケールのテストで調整するのではなく、そのまま使用するのに十分きれいです。



温度分割器の計算式は、原則として変わりません。Ruのみが変数になり、UxはUrefに等しくなります。 結果は次のようになります。









たとえば、回路からR8の値を取得し、0°Cの温度でNTCLE100E3のデータシートからR9の値を取得します。

誰かが、直列に接続されたR8とR9からの負荷の影響下で、ロジック出力の電圧が沈むかもしれないと言うなら、もちろん彼は正しいでしょう。 理論的に。 しかし、実際には、最も悲観的なシナリオでさえ、サーミスタR9の抵抗がゼロになると、コントローラー出力からの消費は0.5 mA以下になり、目立った低下は生じません。 少なくともフィールドテスト中、0.01 Vの精度の電圧計ではこの低下を検出できませんでした。

さまざまな温度でのサーミスタの抵抗値はデータシートに記載されていますが、もちろん自分で測定する方が良いでしょう。 後者はいくつかの問題を引き起こす可能性があるため、妥協案として、ある温度で実際の抵抗を測定し、データシートから他のすべての温度での抵抗の補正係数を見つけることを提案します。 ほとんどのサーミスタは、抵抗の温度依存性がほぼ線形であるため、この方法は非常に信頼性が高いと考えることができます。



実際、プログラム内のすべての定数は、公差が小さい部品を使用する場合に、実際の値がスキームと完全に一致しているという仮定に基づいて計算されます。

ファームウェア

AtmelStudio（gcc-avr 5.4.0コンパイラ）の完全なプロジェクトアーカイブはここからダウンロードできます 。また、既に組み立てられたhexを投稿できます。 そして、ソースファイルのcatリストの下に、遠くまで行かないようにします。





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